Наша сеть партнеров Banwar
Стаття написана на основі книги А.В.Головкова і В.Б Любицьке "БЛОКИ ЖИВЛЕННЯ ДЛЯ СИСТЕМНИХ МОДУЛІВ ТИПУ IBM PC-XT / AT" Матеріал взято з сайту інтерлавка. Змінна напруга мережі подається через вимикач PWR SW через мережевий запобіжник F101 4А, помехоподавляющие фільтри, утворені елементами с101, R101, L101, С104, С103, С102 і дроселі І 02, L103 на:
• вихідний трьохконтактний роз'єм, до якого може подстиковивается кабель живлення дисплея;
• двоконтактний роз'єм JP1, відповідна частина якого знаходиться на платі.
З роз'єму JP1 змінну напругу мережі надходить на:
• бруківку схему випрямлення BR1 через терморезистор THR1;
• первинну обмотку пускового трансформатора Т1. 
На виході випрямляча BR1 включені згладжують ємності фільтра С1, С2. Терморезистор THR обмежує початковий кидок зарядного струму цих конденсаторів. Перемикач 115V / 230V SW забезпечує можливість харчування імпульсного блоку живлення як від мережі 220-240В, так і від мережі 110/127 В.
Високооомние резистори R1, R2, шунтуючі конденсатори С1, С2 є симетрувальним (вирівнюють напруги на С1 і С2), а також забезпечують розрядку цих конденсаторів після вимикання імпульсного блоку живлення з мережі. Результатом роботи вхідних ланцюгів є поява на шині випрямленої напруги мережі постійної напруги Uep, рівного + 310В, з деякими пульсаціями. У даній імпульсній блоці живлення використовується схема запуску з примусовим (зовнішнім) збудженням, яка реалізована на спеціальному пусковому трансформаторі Т1, на вторинній обмотці якого після включення блоку живлення в мережу з'являється змінна напруга з частотою мережі живлення. Ця напруга випрямляється діодами D25, D26, які утворюють з вторинною обмоткою Т1 двухполуперіодним схему випрямлення з середньою точкою. СЗО - згладжує ємність фільтра, на якій утворюється постійна напруга, що використовується для живлення керуючої мікросхеми U4.
У якості керуючої мікросхеми в даній імпульсній блоці живлення традиційно використовується ІМС TL494.
Напругу живлення з конденсатора СЗО подається на висновок 12 U4. В результаті на виводі 14 U4 з'являється вихідна напруга внутрішнього опорного джерела Uref = -5B, запускається внутрішній генератор пилкоподібної напруги мікросхеми, а на висновках 8 і 11 з'являються керуючі напруги, які представляють собою послідовності прямокутних імпульсів з негативними передніми фронтами, зрушені один щодо одного на половину періоду. Елементи С29, R50, підключені до висновків 5 і 6 мікросхеми U4 визначають частоту пилкоподібної напруги, що виробляється внутрішнім генератором мікросхеми.
Узгоджувальний каскад в даній імпульсній блоці живлення виконаний по бестранзісторной схемою з роздільним керуванням. Напруга харчування з конденсатора СЗО подається в середні точки первинних обмоток керуючих трансформаторів Т2, ТЗ. Вихідні транзистори ІМС U4 виконують функції транзисторів узгоджувального каскаду і включені за схемою з ОЕ. Емітери обох транзисторів (висновки 9 і 10 мікросхеми) підключені до "корпусу". Колекторними навантаженнями цих транзисторів є первинні полуобмоткі керуючих трансформаторів Т2, ТЗ, підключені до висновків 8, 11 мікросхеми U4 (відкриті колектори вихідних транзисторів). Інші половини первинних обмоток Т2, ТЗ з підключеними до них діодами D22, D23 утворюють ланцюга розмагнічування сердечників цих трансформаторів.
Трансформатори Т2, ТЗ керують потужними транзисторами полумостового інвертора.
Перемикання вихідних транзисторів мікросхеми викликають появу імпульсних керуючих ЕРС на вторинних обмотках керуючих трансформаторів Т2, ТЗ. Під дією цих ЕРС силові транзистори Q1, Q2 поперемінно відкриваються з регульованими паузами ( "мертвими зонами"). Тому через первинну обмотку силового імпульсного трансформатора Т5 протікає змінний струм у вигляді пилкоподібних струмових імпульсів. Це пояснюється тим, що первинна обмотка Т5 включена в діагональ електричного моста, одне плече якого утворено транзисторами Q1, Q2, а інше - конденсаторами С1, С2. Тому при відкриванні будь-якого з транзисторів Q1, Q2 первинна обмотка Т5 виявляється підключена до одного з конденсаторів С1 або С2, що і обумовлює протікання через неї струму протягом усього часу, поки відкритий транзистор.
Демпферні діоди D1, D2 забезпечують повернення енергії, запасеної в індуктивності розсіювання первинної обмотки Т5 за час закритого стану транзисторів Q1, Q2 назад в джерело (рекуперація).
Ланцюжок С4, R7, шунтирующая первинну обмотку Т5, сприяє пригніченню високочастотних паразитних коливальних процесів, які виникають в контурі, утвореному індуктивністю первинної обмотки Т5 і її меж-витковой ємністю, при закриванні транзисторів Q1, Q2, коли струм через первинну обмотку різко припиняється.
Конденсатор СЗ, включений послідовно з первинної обмоткою Т5, ліквідує постійну складову струму через первинну обмотку Т5, виключаючи тим самим небажане подмагничивание його сердечника.
Резистори R3, R4 і R5, R6 утворюють базові подільники для потужних транзисторів Q1, Q2 відповідно і забезпечують оптимальний режим їх перемикання з точки зору динамічних втрат потужності на цих транзисторах.
Перебіг змінного струму через первинну обмотку Т5 обумовлює наявність знакозмінних прямокутних імпульсних ЕРС на вторинних обмотках цього трансформатора.
Силовий трансформатор Т5 має три вторинні обмотки, кожна з яких має висновок від середньої точки.
Обмотка IV забезпечує отримання вихідної напруги + 5В. Діодний збірка SD2 (напівміст) утворює з обмоткою IV двухполуперіодним схему випрямлення з середньою точкою (середня точка обмотки IV заземлена).
Елементи L2, СЮ, С11, С12 утворюють згладжує фільтр в каналі +5 В.
Для придушення паразитних високочастотних коливальних процесів, що виникають при комутаціях діодів збірки SD2, ці діоди за-шунтовані заспокійливими RC-ланцюжками С8, R10nC9, R11.
Діоди збірки SD2 є діоди з бар'єром Шотткі, чим досягається необхідна швидкодія і підвищується ККД випрямляча.
Обмотка III спільно з обмоткою IV забезпечує отримання вихідної напруги + 12В разом з діодним складанням (півмилі) SD1. Ця збірка утворює з обмоткою III двухполуперіодним схему випрямлення з середньою точкою. Однак середня точка обмотки III не заземлена, а підключена до шини вихідної напруги + 5В. Це дасть можливість використовувати діоди Шотткі в каналі вироблення +12, тому що зворотна напруга, що прикладається до діодів випрямляча при такому включенні, зменшується до допустимого для діодів Шотткі рівня.
Елементи L1, С6, С7 утворюють згладжує фільтр в каналі +12.
Резистори R9, R12 призначені для прискорення розрядки вихідних конденсаторів шин +5 і +12 після вимикання ІБЖ з мережі.
RC-ланцюжок С5, R8 призначена для придушення коливальних процесів, що виникають в паразитному контурі, утвореному індуктивністю обмотки III і її міжвиткової ємністю.
Обмотка І з п'ятьма відводами забезпечує отримання негативних вихідних напруг -5В і-12В.
Два дискретних діода D3, D4 утворюють напівміст двухполуперіодного випрямлення в каналі вироблення 12В, а діоди D5, D6 - в каналі -5В.
Елементи L3, С14 і L2, С12 утворюють згладжують фільтри для цих каналів.
Обмотка II, також як і обмотка III, зашунтірует-вана заспокійливої RC-ланцюжком R13, С13.
Середня точка обмотки II заземлена.
Стабілізація вихідної напруги здійснюються різними способами в різних каналах.
Негативні вихідні напруги 5В і 12В стабілізуються за допомогою лінійних інтегральних трехвиводних стабілізаторів U4 (типу 7905) і U2 (типу 7912).
Для цього на входи цих стабілізаторів подаються вихідні напруги випрямлячів з конденсаторів С14, С15. На вихідних конденсаторах С16, С17 виходять стабілізовані вихідні напруги 12В і -5В.
Діоди D7, D9 забезпечують розрядку вихідних конденсаторів С16, С17 через резистори R14, R15 після виключення імпульсного блоку живлення з мережі. Інакше ці конденсатори розряджалися б через схему стабілізаторів, що небажано.
Через резистори R14, R15 розряджаються і конденсатори С14, С15.
Діоди D5, D10 виконують захисну функцію в разі пробою випрямних діодів.
Якщо хоча б один з цих діодів (D3, D4, D5 або D6) виявиться "пробитим", то за відсутності діодів D5, D10 до входу інтегрального стабілізатора U1 (або U2) прикладалася б позитивне імпульсна напруга, а через електролітичні конденсатори С14 або С15 протікав би змінний струм, що призвело б до виходу їх з ладу.
Наявність діодів D5, D10 в цьому випадку усуває можливість виникнення такої ситуації, тому що ток замикається через них.
Наприклад, в разі, якщо "пробитий" діод D3, позитивна частина періоду, коли D3 повинен бути закритий, струм замкнеться по колу: к-а D3 - L3 -D7- D5- "корпус".
Стабілізація вихідної напруги +5 В здійснюється методом ШІМ. Для цього до шини вихідної напруги + 5В підключений вимірювальний резистивний дільник R51, R52. Сигнал, пропорційний рівню вихідної напруги в каналі +5 В, знімається з резистора R51 і подається на інвертується вхід підсилювача помилки DA3 (висновок 1 керуючої мікросхеми). На прямий вхід цього підсилювача (висновок 2) подається опорний рівень напруги, що знімається з резистора R48, що входить в дільник VR1, R49, R48, який підключений до виходу внутрішнього опорного джерела мікросхеми U4 Uref = + 5B. При змінах рівня напруги на шині +5 під впливом різних дестабілізуючих факторів відбувається зміна величини неузгодженості (помилки) між опорним і контрольованим рівнями напруги на входах підсилювача помилки DA3. В результаті ширина (тривалість) керуючих імпульсів на висновках 8 і 11 мікросхеми U4 змінюється таким чином, щоб повернути відхилив вихідна напруга + 5В до номінального значення (при зменшенні напруги на шині +5 ширина керуючих імпульсів збільшується, а при збільшенні цієї напруги -зменшується) .
Стійка (без виникнення паразитної генерації) робота всієї петлі регулювання забезпечується за рахунок ланцюжка частотно-залежною негативного зворотного зв'язку, що охоплює підсилювач помилки DA3. Цей ланцюжок включається
між висновками 3 і 2 керуючої мікросхеми U4 (R47, С27).
Вихідна напруга + 12В в даному ДБЖ не стабілізується.
Регулювання рівня вихідних напруг в даному ДБЖ проводиться тільки для каналів + 5В і + 12В. Це регулювання здійснюється за рахунок зміни рівня опорного напруги на прямому вході підсилювача помилки DA3 за допомогою підлаштування резистора VR1.
При зміні положення движка VR1 в процесі настройки ДБЖ буде змінюватися в деяких межах рівень напруги на шині +5 В, а значить і на шині +12 В, тому що напруга з шини + 5В подається в середню точку обмотки III.
Комбінована зашита даного ДБЖ включає в себе:
• обмежує схему контролю ширини керуючих імпульсів;
• повну схему захисту від КЗ в навантаженнях;
• неповну схему контролю вихідного перенапруги (тільки на шині +5 В).
Розглянемо кожну з цих схем.
Обмежує схема контролю використовує в якості датчика трансформатор струму Т4, первинна обмотка якого включена послідовно з первинної обмоткою силового імпульсного трансформатора Т5.
Резистор R42 є навантаженням вторинної обмотки Т4, а діоди D20, D21 утворюють двухпо-луперіодную схему випрямлення знакозмінного імпульсного напруги, що знімається з навантаження R42.
Резистори R59, R51 утворюють дільник. Частина напруги згладжується конденсатором С25. Рівень напруги на цьому конденсаторі пропорційно залежить від ширини керуючих імпульсів на базах силових транзисторів Q1, Q2. Цей рівень через резистор R44 подається на інвертується вхід підсилювача помилки DA4 (висновок 15 мікросхеми U4). Прямий вхід цього підсилювача (висновок 16) заземлений. Діоди D20, D21 включені так, що конденсатор С25 при протіканні струму через ці діоди заряджається до негативного (щодо загального проводу) напруги.
У нормальному режимі роботи, коли ширина керуючих імпульсів не виходить за допустимі межі, потенціал виведення 15 позитивний, завдяки зв'язку цього висновку через резистор R45 з шиною Uref. При надмірному збільшенні ширини керуючих імпульсів з якої-небудь причини, негативна напруга на конденсаторі С25 зростає, і потенціал виведення 15 стає негативним. Це призводить до появи вихідної напруги підсилювача помилки DA4, яке до цього було одно 0В. Подальше зростання ширини керуючих імпульсів призводить до того, що управління перемиканнями ШІМ-ком-паратора DA2 передається до підсилювача DA4, і подальшого за цим збільшення ширини керуючих імпульсів вже не відбувається (режим обмеження), тому що ширина цих імпульсів перестає залежати від рівня сигналу зворотного зв'язку на прямому вході підсилювача помилки DA3.
Схема захисту від КЗ в навантаженнях умовно може бути розділена на захист каналів вироблення позитивних напруг і захист каналів вироблення негативних напруг, які схемотехнически реалізовані приблизно однаково.
Датчиком схеми захисту від КЗ в навантаженнях каналів вироблення позитивних напруг (+5 В і +12 В) є діод-резистивний дільник D11, R17, підключений між вихідними шинами цих каналів. Рівень напруги на аноді діода D11 є контрольованим сигналом. У нормальному режимі роботи, коли напруги на вихідних шинах каналів + 5В і + 12В мають номінальні величини, потенціал анода діода D11 становить близько + 5,8В, тому що через дільник-датчик протікає струм з шини +12 на шину +5 по ланцюгу: шина +12 В - R17- D11 - шина +56.
Контрольований сигнал з анода D11 подається на резистивний дільник R18, R19. Частина цієї напруги знімається з резистора R19 і подається на прямий вхід компаратора 1 мікросхеми U3 типу LM339N. На інвертується вхід цього компаратора подається опорний рівень напруги з резистора R27 дільника R26, R27, підключеного до виходу опорного джерела Uref = + 5B керуючої мікросхеми U4. Опорний рівень обраний таким, щоб при нормальному режимі роботи потенціал прямого входу компаратора 1 перевищував би потенціал інверсного входу. Тоді вихідний транзистор компаратора 1 закритий, і схема ДБЖ нормально функціонує в режимі ШІМ.
У разі КЗ в навантаженні каналу + 12В, наприклад, потенціал анода діода D11 стає рівним 0В, тому потенціал инвертирующего входу компаратора 1 стане вище, ніж потенціал прямого входу, і вихідний транзистор компаратора відкриється. Це викличе закривання транзистора Q4, який нормально відкритий струмом бази, що протікає по ланцюгу: шина Upom - R39 - R36 -б-е Q4 - "корпус".
Відкривання вихідного транзистора компаратора 1 підключає резистор R39 до "корпусу", і тому транзистор Q4 пасивно закривається нульовим зміщенням. Закривання транзистора Q4 тягне за собою зарядку конденсатора С22, який виконує функцію ланки затримки спрацьовування захисту. Затримка необхідна з тих міркувань, що в процесі виходу ДБЖ на режим, вихідні напруги на шинах +5 і +12 з'являються не відразу, а в міру зарядки вихідних конденсаторів великої ємності. Опорна ж напруга від джерела Uref, навпаки, з'являється практично відразу ж після включення ДБЖ в мережу. Тому в пусковому режимі компаратор 1 перемикається, його вихідний транзистор відкривається, і якби затримує конденсатор С22 був відсутній, то це призвело б до спрацьовування захисту відразу при включенні ИБП в мережу. Однак в схему включений С22, і спрацьовування захисту відбувається лише після того як напруга на ньому досягне рівня, що визначається номіналами резисторів R37, R58 дільника, підключеного до шини Upom і є базовим для транзистора Q5. Коли це станеться, транзистор Q5 відкривається, і резистор R30 виявляється підключений через малий внутрішній опір цього транзистора до "корпусу". Тому з'являється шлях для протікання струму бази транзистора Q6 по ланцюгу: Uref - е-6 Q6 - R30 - к-е Q5 - "корпус".
Транзистор Q6 відкривається цим струмом до насичення, в результаті чого напруга Uref = 5B, яким живиться по емітера транзистор Q6, виявляється прикладеним через його малий внутрішній опір до висновку 4 керуючої мікросхеми U4. Це, як було показано раніше, веде до останову роботи цифрового тракту мікросхеми, пропаданию вихідних керуючих імпульсів і припинення перемиканні силових транзисторів Q1, Q2, тобто до захисного відключення. КЗ в навантаженні каналу +5 призведе до того, що потенціал анода діода D11 становитиме всього близько + 0.8В. Тому вихідний транзистор компаратора (1) виявиться відкритий, і станеться захисне відключення.
Аналогічним чином побудована захист від КЗ в навантаженнях каналів вироблення негативних напруг (5В і 12В) на компараторе 2 мікросхеми U3. Елементи D12, R20 утворюють діод-резистивний дільник-датчик, що підключається між вихідними шинами каналів вироблення негативних напруг. Контрольованим сигналом є потенціал катода діода D12. При КЗ в навантаженні каналу 5В або 12В, потенціал катода D12 підвищується (від -5,8 до 0В при КЗ в навантаженні каналу 12В і до -0,8В при КЗ в навантаженні каналу 5В). У будь-якому з цих випадків відкривається нормально закритий вихідний транзистор компаратора 2, що й обумовлює спрацьовування захисту по наведеним вище механізму. При цьому опорний рівень з резистора R27 подається на прямий вхід компаратора 2, а потенціал инвертирующего входу визначається номіналами резисторів R22, R21. Ці резистори утворюють двополярного живиться дільник (резистор R22 підключений до шини Uref = + 5B, а резистор R21 - до катода діода D12, потенціал якого в нормальному режимі роботи ДБЖ, як уже зазначалося, становить -5,8В). Тому потенціал инвертирующего входу компаратора 2 в нормальному режимі роботи підтримується меншим, ніж потенціал прямого входу, і вихідний транзистор компаратора буде закритий.
Захист від вихідного перенапруги на шині +5 реалізована на елементах ZD1, D19, R38, С23. Стабілітрон ZD1 (з пробивним напругою 5,1В) підключається до шини вихідної напруги + 5В. Тому, поки напруга на цій шині не перевищує +5,1 В, стабілітрон закритий, а також закритий транзистор Q5. У разі збільшення напруги на шині +5 вище + 5,1В стабілітрон "пробивається", і в базу транзистора Q5 тече отпирающий струм, що призводить до відкривання транзистора Q6 і появі напруги Uref = + 5B на виводі 4 керуючої мікросхеми U4, тобто . до захисного відключення. Резистор R38 є баластовим для стабілітрона ZD1. Конденсатор С23 запобігає спрацьовування захисту при випадкових короткочасних викидах напруги на шині +5 В (наприклад, в результаті встановлення напруги після стрибкоподібного зменшення струму навантаження). Діод D19 є розв'язуючим.
Схема освіти сигналу PG в даній імпульсній блоці живлення є двох-функціональній та зібрана на компараторах (3) і (4) мікросхеми U3 і транзисторі Q3.
Схема побудована на принципі контролю наявності змінного низькочастотної напруги на вторинній обмотці пускового трансформатора Т1, яке діє на цій обмотці лише при наявності напруги живлення на первинній обмотці Т1, тобто поки імпульсний блок живлення включений в мережу живлення.
Практично відразу після включення ДБЖ в мережу живлення з'являється допоміжна напруга Upom на конденсаторі СЗО, яким живиться керуюча мікросхема U4 і допоміжна мікросхема U3. Крім того, змінна напруга з вторинної обмотки пускового трансформатора Т1 через діод D13 і то-коогранічівающій резистор R23 заряджає конденсатор С19. Напругою з С19 живиться резистивний дільник R24, R25. З резистора R25 частина цієї напруги подається на прямий вхід компаратора 3, що призводить до закривання його вихідного транзистора. З'являється відразу слідом за цим вихідна напруга внутрішнього опорного джерела мікросхеми U4 Uref = + 5B за-пітивает дільник R26, R27. Тому на інвертується вхід компаратора 3 подається опорний рівень з резистора R27. Однак цей рівень обраний меншим, ніж рівень на прямому вході, і тому вихідний транзистор компаратора 3 залишається в закритому стані. Тому починається процес зарядки затримує ємності С20 по ланцюгу: Upom - R39 - R30 - С20 - "корпус".
Зростаюче в міру зарядки конденсатора С20 напруга подається на інверсний вхід 4 мікросхеми U3. На прямий вхід цього компаратора подається напруга з резистора R32 дільника R31, R32, підключеного до шини Upom. Поки напруга на заряджається конденсатор С20 не перевищує напруги на резисторі R32, вихідний транзистор компаратора 4 закритий. Тому в базу транзистора Q3 протікає відкриває струм по ланцюгу: Upom - R33 - R34 - 6-е Q3 - "корпус".
Транзистор Q3 відкритий до насичення, а сигнал PG, що знімається з його колектора, має пасивний низький рівень і забороняє запуск процесора. За цей час, протягом якого рівень напруги на конденсаторі С20 досягає рівня на резисторі R32, імпульсний блок живлення встигає надійно вийти в нормальний режим роботи, тобто всі його вихідні напруги з'являються в повному обсязі.
Як тільки напруга на С20 перевищить напруга, що знімається з R32, компаратор 4 переключиться, нього вихід ної транзистор відкриється.
Це спричинить за собою закривання транзистора Q3, і сигнал PG, що знімається з його колекторної навантаження R35, стає активним (Н-рівня) і дозволяє запуск процесора.
При виключенні імпульсного блоку живлення з мережі на вторинній обмотці пускового трансформатора Т1 змінну напругу зникає. Тому напруга на конденсаторі С19 швидко зменшується через малої місткості останнього (1 мкф). Як тільки падіння напруги на резисторі R25 стане менше, ніж на резисторі R27, компаратор 3 переключиться, і його вихідний транзистор відкриється. Це спричинить за собою захисне відключення вихідних напруг керуючої мікросхеми U4, тому що відкриється транзистор Q4. Крім того, через відкритий вихідний транзистор компаратора 3 почнеться процес прискореної розрядки конденсатора С20 по ланцюгу: (+) С20 - R61 - D14 - к-е вихідного транзистора компаратора 3 - "корпус".
Як тільки рівень напруги на С20 стане менше, ніж рівень напруги на R32, компаратор 4 переключиться, і його вихідний транзистор закриється. Це спричинить за собою відкривання транзистора Q3 і перехід сигналу PG в неактивний низький рівень до того, як почнуть неприпустимо зменшуватися напруги на вихідних шинах ДБЖ. Це призведе до ініціалізації сигналу системного скидання комп'ютера і до вихідного стану всієї цифрової частини комп'ютера.
Обидва компаратора 3 і 4 схеми вироблення сигналу PG охоплені позитивними зворотними зв'язками за допомогою резисторів R28 і R60 відповідно, що прискорює їх перемикання.
Плавний вихід на режим в даному ДБЖ традиційно забезпечується за допомогою формує ланцюжка С24, R41, підключеної до висновку 4 керуючої мікросхеми U4. Залишкова напруга на виводі 4, що визначає максимально можливу тривалість вихідних імпульсів, задається подільником R49, R41.
Харчування двигуна вентилятора здійснюється напругою з конденсатора С14 в каналі вироблення напруги 12В через додатковий розв'язує Г-подібний фільтр R16, С15.