Схемотехніка сучасних потужних джерел живлення

1. Силова електроніка №2'2005 У статті розглянуті різні схемотехнічні рішення вузлів сучасних вторинних...
2. 2. Структурна схема вторинних джерел живлення
3. 3. Результати

Силова електроніка №2'2005

Наша сеть партнеров Banwar

У статті розглянуті різні схемотехнічні рішення вузлів сучасних вторинних джерел харчування, проведено аналіз їх ефективності, що дозволяє більш усвідомлено підійти до розробки нового джерела живлення або до вибору готового пристрою.

1. Введення

В останні роки на російському ринку силової електроніки з'явилася велика кількість модульних вторинних джерел живлення як зарубіжного, так і вітчизняного виробництва, які позиціонуються для застосування в високонадійних системах, таких як телекомунікаційне обладнання та апаратура промислової автоматики. Однак на практиці часто виявляється, що ці вироби не відповідають сучасним вимогам надійності, а рівень схемотехнік знаходиться на рубежі кінця 80-х років минулого століття. Це багато в чому пояснюється специфікою нашого ринку: споживачеві часто важко зрозуміти, чому здавалося б схожі по електричним характеристикам вироби різних фірм відрізняються за ціною в 2-4 рази. Відповідь на це питання він отримує в перший рік експлуатації, коли з'являється перша статистика відмов обладнання. У даній статті ми розглянемо основні схемотехнічні рішення і порівняємо їх ефективність з точки зору мінімізації втрат і збільшення надійності.

2. Структурна схема вторинних джерел живлення

Узагальнена структурна схема вторинних джерел живлення потужністю 500-2500 Вт, що включає в себе стандартний набір функціональних вузлів, наведена на рис. 1. Кожен з цих вузлів може бути реалізований на основі різних схемних рішень, що в підсумку і буде визначати як ефективність пристрою, так і його надійність.

Мал. 1

Вторинний джерело живлення містить наступні основні вузли: вхідний мережевий фільтр, коректор коефіцієнта потужності (ККП), інвертор, що перетворює постійну напругу з виходу ККМ в змінне на частоті перетворення, силовий трансформатор, випрямляч, вихідний фільтр, схему управління і черговий джерело живлення, що виробляє ряд напруг для живлення інших елементів схеми. Деякі виробники з метою економії не використовують окреме джерело для живлення внутрішніх ланцюгів, натомість реалізують схему харчування від додаткових обмоток дроселя ККМ або силового трансформатора. Незважаючи на удавану ускладнення вторинних джерел живлення при харчуванні його вузлів від додаткового джерела, таке рішення підвищує надійність, оскільки система зберігає керованість в разі аварійних ситуацій в навантаженні або ККМ.

Хоча кожен з вузлів вторинних джерел харчування, наведених на рис. 1, вносить свій внесок у загальні втрати потужності, схемотехническое підвищення ефективності можливо лише в трьох з них: ККМ, інвертор, випрямляч. Зниження втрат у фільтрах і силовому трансформаторі відноситься більше до конструктивних рішень.

Розглянемо варіанти побудови зазначених вузлів вторинних джерел живлення і проаналізуємо їх ефективність з точки зору втрат, вартості і габаритів. У розрахунках для прикладу будемо розглядати пристрій з наступними параметрами:

• потужність навантаження 1000 Вт;
• вихідна напруга 50 В;
• струм навантаження до 20 А;
• первинне живлення - однофазна мережа 220 В ± 20%.

2.1. Коректор коефіцієнта потужності

Сучасні вимоги до рівня електромагнітних завад і гармонійного складу струму первинної мережі вимагають використання активної корекції коефіцієнта потужності в джерелах живлення з перетворенням частоти.

Найбільшого поширення набули ККМ за схемою підвищувального ШІМ-перетворювач-ля (рис. 2) завдяки відносно низьким втрат і простоті забезпечення постійного споживання струму. Управління широтно-імпульс-ним модулятором здійснюється сигналом, який формується схемою управління таким чином, щоб струм за формою збігався з випрямленою напругою.

Мал. 2

Розрізняють три основні методи управління ККМ: метод розривних струмів і його різновид - «граничне» управління; метод управління по пікового значення струму і управління за середнім значенням струму [1]. Перші два методи застосовуються в ККМ малої і середньої потужності (до 300 Вт) через великий амплітуди пульсацій струму, значних електромагнітних завад, необхідності установки громіздких мережевих фільтрів і невисокої точності корекції [2]. Коректори коефіцієнта потужності з керуванням по середньому току вільні від вказаних недоліків. Як правило, пікове значення пульсацій струму дроселя вибирають в межах 20% від середнього значення, а схема зворотного зв'язку по струму має низьке посилення на частоті перетворення, що значно підвищує стійкість ККМ і точність відстеження форми сигналу.

Існує три принципових підходи до реалізації ККМ з керуванням по середньому току: використання класичної схеми, використання схеми з перемиканням транзистора при нульовій напрузі (квазірезонансний ККМ, рис. 3) і застосування карбід-кремнієвого або арсенід-галлиевого діода Шотткі в класичній схемі. Методика розрахунку втрат в кожному з варіантів схем ККМ приведена в одній з попередніх публікацій автора [3]. На рис. 4 показана типова діаграма розподілу втрат в активних компонентах схеми. Як видно з малюнка, найбільша розсіює потужність доводиться на ключовий транзистор і діод. Втрати в мережевому мостовому випрямлячі важко піддаються зниженню, зменшення їх за рахунок застосування більш потужних діодів не завжди виправдано, тому що веде за собою неадекватне збільшення габаритів і вартості.

Мал. 3

Мал. 4

У класичній схемі ККМ від 70 до 90% потужності розсіювання на ключовому транзисторі і кремнієвому бустерний діод доводиться на динамічні втрати, з них майже 50% обумовлені ефектом зворотного відновлення діода [3].

На відміну від кремнієвих pn діодів, вимикання pin діодів Шотткі не супроводжується процесом розсмоктування заряду в n-області і струм зворотного відновлення відсутня. Існує лише незначний струм заряду ємності переходу, який не залежить від температури і di / dt [3].

На рис. 5 показані діаграми розподілу повної потужності втрат в діодах і ключовому транзисторі для трьох типів напівпровідників. Як випливає з малюнка, проста заміна кремнієвого Ultra Fast діода на SiC-діод Шотткі Zero Recovery (Cree) дозволяє знизити теплове навантаження майже вдвічі. Застосування GaAs діодів Шотткі дає виграш менше 20%. Це обумовлено тим, що GaAs не є напівпровідником з великою шириною енергетичної забороненої зони, тому максимальна напруга, на яке може бути розрахований діод, не перевищує 300 В. Для отримання 600-вольтів приладів виробники з'єднують всередині корпусу послідовно два кристала, що є причиною надзвичайно великого прямого падіння напруги. Внаслідок цього динамічні втрати знижуються, а статичні різко зростають.

Мал. 5

Мал. 6

Альтернативним рішенням є застосування схеми з перемиканням транзистора при нульовій напрузі, спрощена структурна схема якої показана на рис. 3. Управління такою схемою може бути реалізовано на базі стандартного контролера, наприклад, UC2855A. У схеми є ряд істотних недоліків, один з яких - виникнення перехідного процесу з подвоєною амплітудою негативної полярності, що призводить до триразового перенапруження на VD3. Для усунення викидів застосовують одну з снаберних ланцюгів - або послідовну VD4-Rсн, як показано на рис. 3, або послідовно з L2 включають насичується дросель. В останньому випадку в осерді дроселя виділяється значна потужність, що змушує або відводити від нього тепло, або використовувати сердечник великих розмірів. Це значно знижує ефективність такої схеми.

На рис. 6 приведена діаграма сумарних втрат і орієнтовна вартість основних активних компонентів для трьох розглянутих варіантів ККМ. Найменші втрати забезпечує класична схема коректора з SiC-діодом Шотткі Zero Recovery (Cree). Квазірезонансного схема має на 30% більше втрат, при цьому містить в три рази більше активних компонентів, є найбільш дорогою і найменш надійною.

Таким чином, використання якісних стандартних контролерів з керуванням по середньому току в поєднанні з SiC-діодом Шотткі і сучасним MOSFET з малим Rds on дозволяє будувати недорогі надійні і ефективні ККМ для розглянутого класу вторинних джерел живлення.

2.2. Перетворювач напруги

Як і у випадку з ККМ, існує три принципових підходи до реалізації перетворювача напруги: класичний ШІМ з жорстким перемиканням, квазірезонансний з фазовим керуванням і резонансний з частотним регулюванням.

Класичний ШІМ-перетворювач (рис. 7) є найбільш простим і найменш ефективним. Транзистори переключаються в жорсткому режимі, а при місткості характері навантаження випрямляча - ще й при максимальному струмі. Оскільки в схемі завжди присутній паразитна послідовна індуктивність, що включає в себе індуктивність розсіювання силового трансформатора та монтажу, заряд вихідний ємності транзисторів супроводжується викидами напруги, що вимагає установки снаберних ланцюгів і призводить до додаткових втрат. Якщо енергія, що запасається в паразитних реактивностях, досить велика, існує небезпека відмикання вбудованих антипаралельних діодів ключових MOSFET, що призводить до додаткових втрат при їх зворотному відновленні [4]. У загальному випадку, сумарні втрати в ключах визначаються виразом:

(01)

де Isw - струм, що протікає через транзистор, Ron - опір MOSFET у відкритому стані, tr, tf- час наростання і спаду струму через транзистор, fs - частота перетворення, C22 - вихідна ємність транзистора, V0 - напруга живлення, Qrr- заряд зворотного відновлення антипаралельними діода.

Мал. 7

Використання схемотехніки квазірезонансного (рис. 8) або резонансного (рис. 9) перемикання направлено на усунення у формулі (1) всіх доданків, починаючи з другого. Це досягається за рахунок зменшення напруги на ключовому транзисторі до нуля до моменту його відкриття. Принципова різниця полягає в тому, що в квазірезонансного инверторе контур, який формує траєкторію перемикання транзисторів, безпосередньо не бере участі в процесі передачі енергії в навантаження. У резонансному перетворювачі формує контур є акумулятором енергії, частина якої передається в навантаження, а частина вільно циркулює. Необхідною умовою реалізації режиму резонансного перемикання є наявність достатньої енергії, що запасається в індуктивності формує контуру до моменту перемикання транзисторів інвертора:

(2)

Мал. 8

Мал. 9

Струм isw в квазірезонансного перетворювачі прямо пропорційний току навантаження вторинного джерела живлення, тому, починаючи з деякого мінімального значення струму, умова (2) перестає виконуватися і перетворювач переходить в режим жорсткого перемикання. У резонансному перетворювачі струм isw дорівнює контурному струму і практично не залежить від величини навантаження, що дозволяє зберегти режим «м'якого» перемикання навіть на холостому ходу [5].

Принципово відрізняються і способи регулювання вихідної напруги вторинних джерел живлення. У квазірезонансного джерелі живлення може бути застосовано фазовий управління ключами [6], що дозволяє здійснити регулювання методом ШІМ. У резонансному инверторе можлива тільки частотна регулювання. На рис. 10, 11 показані графіки типових АЧХ і ФЧХ резонансного перетворювача. З графіків можна зробити два принципових висновки: по-перше, для реалізації резонансного перемикання необхідна робота на частоті вище резонансної, оскільки формує контур повинен мати індуктивний опір; по-друге, мінімальна частота повинна бути обмежена точкою максимуму АЧХ (точка A рис. 10), оскільки нижче цієї частоти втрачається керованість інвертором. На практиці робочу точку вибирають нижче максимуму АЧХ, виходячи з фіксованого коефіцієнта передачі контуру (пунктирна лінія, точка B).

Мал. 10

Мал. 11

Недоліком резонансного методу є зниження ККД при зменшенні навантаження, оскільки втрати в инвертор обумовлені контурним струмом, який практично не залежить від навантаження. У квазірезонансного перетворювачі ККД на холостому ходу теж зменшується, але через перехід інвертора в жорсткий режим перемикання. Тому за величиною втрат обидва варіанти майже еквівалентні, проте по надійності, керованості, простоті реалізації і рівнем електромагнітних завад резонансний перетворювач виявляється значно ефективніше, ніж ШІМ-ZVS. На рис. 12 показана діаграма втрат в ключах при максимальному навантаженні для трьох розглянутих варіантів побудови інверторів. Резонансний метод має кілька великі статичні втрати, ніж ШІМ-ZVS. Вони обумовлені більшою величиною контурного струму, що протікає через транзистори. У той же час обидва методи дозволяють знизити втрати в ключах в порівнянні з традиційним ШІМ майже на порядок.

Мал. 12

Для реалізації всіх розглянутих методів виробляються стандартні контролери, які забезпечують всі необхідні функції управління.

2.3. вихідний випрямляч

При розробці цієї частини схеми можна розглядати два варіанти: стандартний двох-полупериодного випрямляч на діодах Шотт-ки і синхронний випрямляч на MOSFET з малим Rds on. У розглянутих вторинних джерелах живлення з відносно низькими вихідними напругами (до 80 В) і великими струмами визначальну роль відіграють статичні втрати. У таблиці наведені типові характеристики прямої провідності сучасних діодів Шотткі і низьковольтних MOSFET, а також максимальна вихідна напруга джерела живлення при використанні схеми випрямлення з середньою точкою. На рис. 13 наведені залежності прямих втрат в випрямлячах на діодах Шотткі і низьковольтних MOSFET від струму навантаження для різних вихідних напруг вторинних джерел живлення. Як випливає з малюнка, при вихідній напрузі 80 В виграш від застосування синхронного випрямлення спостерігається при струмі до 30 А, а при вихідній напрузі до 16 В - більше 100 А.

Мал. 13

Таблиця

Реалізація схем синхронного випрямлення залежить від типу інвертора. У разі інверторів ШІМ і ШІМ-ZVS досить забезпечити подачу імпульсів управління на затвори транзисторів випрямляча, по тривалості і фазі синхронізованих з імпульсами на затворах відповідних транзисторів інвертора. Такий принцип реалізований в стандартних контролерів, які суміщають в собі ШІМ-ZVS і схему управління синхронним випрямлячем, наприклад ISL6752 (Intersil).

Синхронне випрямлення в джерелах живлення з резонансним перетворювачем реалізується дещо складніше. Це пов'язано з тим, що між моментами перемикання транзисторів інвертора і синусоїдальним вихідним напругою існує значний фазовий зсув (рис. 11), який залежить від навантаження (точніше, від частоти перетворення, яка змінюється при зміні навантаження або при регулюванні напруги). Тому потрібно синхронізувати схему випрямлення безпосередньо від вихідної напруги вторинної обмотки силового трансформатора. Один з варіантів принципової схеми такого синхронного випрямляча показаний на Мал. 14 . Оскільки схема харчується від власного виходу, вона може бути використана в джерелах живлення з вихідною напругою понад 15 В, що обумовлено необхідністю забезпечення необхідного рівня сигналу на затворах силових транзисторів VT4, VT5. Напруги харчування забезпечують лінійні стабілізатори на елементах VT1, VD1, R1, C1 (+15 В) і мікросхемі DA1 (+5 В). На компараторах DA2, DA3 виконані формувачі сигналів управління ключами. Для усунення гістерезису в момент переходу напруги через нуль в якості опорного використовується сигнал, відмінний від нуля. Він формується ланцюгом R4, VD6, VD7. Величина опорного напруги повинна бути нижче прямого падіння на вбудованих діодів транзисторів VT4, VT5, щоб не допускати їх відмикання. На транзисторах VT2, VT3 зібрана схема блокування, що запобігає одночасне відкривання силових транзисторів. Управління затворами VT4, VT5 здійснюється за допомогою драйверів DA4, DA5. У джерелах живлення з вихідною напругою 60 В і струмом 20 А схема забезпечує зниження втрат майже в 4 рази в порівнянні з випрямлячем на діодах Шотткі, при цьому займає на друкованій платі менше 9 см2 (рис. 15, транзистори VT4, VT5 розташовані на іншій стороні плати під схемою управління).

Мал. 15

3. Результати

У читача виникає резонне питання: «Що ж можна в підсумку отримати від схемотехнических« хитрощів », і на скільки зросте вартість кінцевого виробу?». Спробуємо на нього відповісти.

3.1. Коректор коефіцієнта потужності

Як випливає з рис. 6, оптимальним варіантом можна вважати класичну схему з SiC-діодом Шотткі Zero Recovery (Cree). По-перше, можна використовувати стандартний контролер з управлінням по середньому току. По-друге, значно знизився рівень теплового навантаження на силові компоненти підвищує надійність ККМ, що особливо важливо в необслуговуваної апаратурі. Отже, збільшення вартості в основному визначається SiC-діодом Шотткі. Наприклад, якщо замість 15ETH06 (IR, ~ $ 1) використовувати CSD10060A (Cree, ~ $ 9), то різниця у вартості складе всього $ 8.

3.2. Перетворювач

Можливість використання стандартного контролера з частотним керуванням для реалізації резонансного перетворювача дозволяє стверджувати, що його вартість практично еквівалентна вартості класичного ШІМ, також виконаного на базі стандартного контролера. Додаткові компоненти формує контуру компенсуються відсутністю елементів снаберних ланцюгів. При цьому радикальне зниження теплового навантаження і відсутність стресових комутаційних перехідних процесів значно підвищують надійність цього вузла вторинного джерела живлення.

3.3. випрямляч

Вибір схеми випрямлення в першу чергу визначається вихідними параметрами вторинних джерел живлення. Якщо при необхідних напрузі і струмі можливий значний виграш при використанні синхронного випрямлення (рис. 13), то слід віддати перевагу йому.

Вартість компонентів схеми, наведеної на рис. 14, становить близько $ 20, діода Шотткі - близько $ 3, а співвідношення втрат - 1: 4.

На закінчення наведемо графіки залежності ККД від потужності вторинного джерела живлення з вихідною напругою 60 В (рис. 16), побудованих з використанням різних схемотехнічних рішень (без урахування втрат в силовому трансформаторі і дроселі ККП). Як видно з малюнка, хороша схемотехніка дає виграш 7-10%, а це близько 80 Вт тепла на 1 кВт корисної потужності. Скористатися ним можна по-різному: зменшити габарити, відмовитися від примусового охолодження, знизити теплове навантаження на силові прилади для збільшення надійності і т. П. Ціна такого збільшення ефективності незначна в порівнянні з перевагами, які воно дає.

рис.16

література

1. Васильєв А., Худяков В., хабуз В. Аналіз сучасних методів і технічних засобів корекції коефіцієнта потужності у імпульсних пристроїв // Силова електроніка. 2004. № 1.
2. Поліщук А. Методи вимірювання струму в активних коректорах коефіцієнта потужності // Силова електроніка. 2005. № 1.
3. Поліщук А. Високовольтні діоди Шотткі з карбіду кремнію в джерелах живлення з перетворенням частоти // Компоненти та технології. 2004. № 5.
4. Поліщук А. Проблеми вибору ключових транзисторів для перетворювачів з жорстким перемиканням // Силова електроніка. 2004. № 2.
5. Поліщук А. Високоефективні джерела живлення високої напруги для радіопередавальних пристроїв СВЧ // Силова електроніка. 2004. № 2.
6. Andreycak B. Phase Shifted, Zero Voltage Transition Design Considerations and the UC3875 PWM Controller. Application Note U-136A, Texas Instruments Inc. 1999.

Завантажити статтю в форматі PDF